矢網(wǎng)分析儀TDR替代方案

網(wǎng)絡(luò)分析儀與時(shí)域反射計(jì)(TDR)是射頻器件測(cè)試領(lǐng)域使用廣泛的測(cè)試儀器；前者通過(guò)測(cè)量被測(cè)器件(DUT)在各頻率上的散射參數(shù)，得到DUT的頻率響應(yīng)；而基于采樣示波器的TDR通過(guò)向DUT提供脈沖或階躍激勵(lì)，并對(duì)反射信號(hào)電壓進(jìn)行采樣分析，得到DUT的時(shí)域響應(yīng)。






圖1-1 采樣示波器TDR原理示意圖

TDR通過(guò)時(shí)域反射波測(cè)量可揭示DUT各位置上的特性阻抗，被廣泛應(yīng)用于電纜與印刷電路板的故障定位。類(lèi)似地，對(duì)傳輸信號(hào)的時(shí)域測(cè)量，可直觀(guān)地展示DUT的時(shí)域傳輸特性，對(duì)系統(tǒng)噪聲、串?dāng)_等干擾因素的分析提供有力幫助。



圖1-2 TDR故障定位原理




現(xiàn)代數(shù)字信號(hào)系統(tǒng)向著高速率、低功耗方向發(fā)展，前者為系統(tǒng)提供更快的數(shù)據(jù)傳輸、處理能力，而后者通過(guò)降低信號(hào)電平顯著降低系統(tǒng)功耗。然而這對(duì)系統(tǒng)設(shè)計(jì)與測(cè)試工程提出了更高的要求：高比特率的數(shù)字信號(hào)系統(tǒng)導(dǎo)致信號(hào)通路間的時(shí)序偏移裕度下降，阻抗失配等原因引發(fā)的發(fā)射與損耗將引發(fā)更嚴(yán)重的信號(hào)失真，因雜散引入串?dāng)_與耦合也將產(chǎn)生更強(qiáng)的噪聲干擾。而信號(hào)電平的降低也導(dǎo)致信噪比的進(jìn)一步惡化。為了實(shí)現(xiàn)對(duì)上述問(wèn)題的測(cè)試與分析，要求相關(guān)測(cè)量?jī)x器必須具有更高的測(cè)試精度。




由于脈沖與階躍信號(hào)中的高頻分量占比較小，傳統(tǒng)TDR在高頻段的測(cè)量更易受到噪聲干擾，加之其測(cè)試帶寬受制于模擬前端電路頻率特性與內(nèi)部信號(hào)采樣率；采用傳統(tǒng)TDR方案實(shí)現(xiàn)DUT高頻段特性測(cè)試成本較高。


在采用更低信號(hào)電平的數(shù)字系統(tǒng)測(cè)試中，傳統(tǒng)TDR不得不降低其激勵(lì)信號(hào)功率，防止損壞DUT；但這將要求測(cè)試信號(hào)具有更高的信噪比，以防止測(cè)試精度下降。

在多傳輸通道時(shí)序測(cè)試中，為實(shí)現(xiàn)傳輸通道時(shí)序偏差的精確測(cè)量，要求TDR提供精確同步的激勵(lì)信號(hào)；隨著數(shù)字信號(hào)的比特率不斷提高，激勵(lì)信號(hào)的同步要求也愈加難以實(shí)現(xiàn)。

為滿(mǎn)足上述測(cè)試要求，基于示波器的TDR方案開(kāi)發(fā)設(shè)計(jì)與生產(chǎn)實(shí)現(xiàn)成本顯著增加；而矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀(VNA)作為射頻頻域測(cè)試儀器，通過(guò)傅里葉逆變換的基本方法實(shí)現(xiàn)對(duì)DUT的時(shí)域測(cè)試功能，可作為傳統(tǒng)TDR方案的替代方案。













1

基于VNA的TDR原理

VNA通過(guò)向DUT提供單頻正弦波激勵(lì)，測(cè)量并計(jì)算輸入信號(hào)與傳輸(反射)信號(hào)的矢量幅度比，以散射參數(shù)的形式給出。VNA在進(jìn)行測(cè)量時(shí)，激勵(lì)信號(hào)頻率在某一頻率范圍內(nèi)上進(jìn)行掃描，從而獲得DUT在該頻率范圍內(nèi)的頻率響應(yīng)。

VNA工作原理

VNA在單頻正弦波激勵(lì)下分別對(duì)入射波與反射(傳輸)波進(jìn)行矢量測(cè)量，以獲取其功率及相位信息進(jìn)行進(jìn)一步計(jì)算與分析；因此在VNA測(cè)試端口存在用于測(cè)量入射波的參考接收機(jī)與用于測(cè)量反射(傳輸)波的測(cè)量接收機(jī)，并采用定向耦合器用于分離不同傳輸方向的行波信號(hào)。由于接收機(jī)總是僅需測(cè)量某單一頻率上的信號(hào)，VNA通常采用與射頻激勵(lì)源進(jìn)行同步頻率掃描的內(nèi)部本振源將測(cè)試信號(hào)混頻至中頻，并在接收機(jī)前引入中頻濾波器濾除其他頻率上的干擾信號(hào)。




對(duì)于多傳輸通道時(shí)序測(cè)試，VNA通常采用對(duì)各單端激勵(lì)情形進(jìn)行分別進(jìn)行矢量測(cè)量，輸入信號(hào)的波動(dòng)在輸出信號(hào)與輸入信號(hào)矢量比計(jì)算中被抵消，規(guī)避了激勵(lì)信號(hào)難以實(shí)現(xiàn)精確同步的問(wèn)題。




圖2-1 VNA硬件框圖

基于VNA的TDR方案的基本思想是對(duì)DUT頻率響應(yīng)進(jìn)行傅里葉逆變換可得到其單位沖激響應(yīng)，對(duì)沖激響應(yīng)進(jìn)行積分可得階躍響應(yīng)。VNA頻率測(cè)試點(diǎn)總是離散的，而直接使用離散傅里葉逆變換來(lái)實(shí)現(xiàn)時(shí)域變換，時(shí)域響應(yīng)的分辨率與頻域測(cè)試帶寬、時(shí)域響應(yīng)長(zhǎng)度與頻域測(cè)試步進(jìn)頻率分別成反比關(guān)系。在測(cè)量點(diǎn)數(shù)固定的情形下，時(shí)域分辨率與頻域分辨率是不可兼得的；為解決這一矛盾，VNA通常采用線(xiàn)性調(diào)頻Z變換(Chirp-Z transform)來(lái)實(shí)現(xiàn)從頻域響應(yīng)到時(shí)域響應(yīng)的變換，由此獲得任意時(shí)間內(nèi)的時(shí)域響應(yīng)。

此方案的另一問(wèn)題在于VNA的頻域測(cè)試范圍總是有限的，在頻域測(cè)試范圍內(nèi)的測(cè)試精度相對(duì)穩(wěn)定，但無(wú)法測(cè)得DUT的零頻(直流)與超出VNA測(cè)試頻帶外的頻率響應(yīng)。零頻響應(yīng)在計(jì)算時(shí)域沖激響應(yīng)與階躍響應(yīng)時(shí)是不可少的參數(shù)，故VNA需要通過(guò)測(cè)試頻帶內(nèi)的頻率影響來(lái)估計(jì)零頻響應(yīng)；為了獲得較好的估計(jì)效果且方便進(jìn)行變換，通常要求頻域測(cè)試點(diǎn)的起始頻率等于步進(jìn)頻率，讓測(cè)試頻率位于過(guò)零點(diǎn)的直線(xiàn)上。而帶外頻率響應(yīng)卻難以估計(jì)，通常將其視為零；而截?cái)嘈?yīng)將導(dǎo)致變換所得的時(shí)域響應(yīng)中存在過(guò)沖與旁瓣；而盡管傳統(tǒng)TDR模擬前端電路本身存在帶寬限制，但其高頻響應(yīng)相對(duì)較為光滑，并不會(huì)產(chǎn)生明顯的截?cái)嘈?yīng)。

VNA采用對(duì)頻域響上應(yīng)用窗函數(shù)的方法抑制截?cái)嘈?yīng)，但其代價(jià)是降低時(shí)域分辨率；從在時(shí)域上看，窗函數(shù)增大了沖激激勵(lì)的沖激寬度(階躍激勵(lì)的上升時(shí)間)，可應(yīng)用于分析不同上升時(shí)間的數(shù)字信號(hào)傳輸性能。













2

兩種TDR方案對(duì)比

相較于基于示波器的TDR方案，基于VNA的TDR方案在高速率、低功耗的現(xiàn)代數(shù)字系統(tǒng)設(shè)計(jì)與測(cè)試中具有更大優(yōu)勢(shì)。

一、VNA方案實(shí)現(xiàn)成本更低

第一，對(duì)于工作于較高頻段的被測(cè)設(shè)備，VNA方案實(shí)現(xiàn)成本更低。如前所述，示波器方案在高頻段受限于模擬前端電路頻率特性與信號(hào)采樣率，當(dāng)測(cè)試頻率上升時(shí)，其設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)成本將大幅上升。而VNA方案采用單頻正弦波激勵(lì)、中頻測(cè)量的工作模式，接收模擬電路工作于固定中頻上，實(shí)現(xiàn)較大測(cè)試帶寬的成本相對(duì)容易。




二、VNA方案有利于提高信號(hào)信噪比

第二，VNA方案有利于濾除噪聲干擾，提高測(cè)試信號(hào)信噪比。由于激勵(lì)信號(hào)中高頻分量占比小，示波器方案在進(jìn)行高頻測(cè)量時(shí)對(duì)噪聲干擾更敏感，在對(duì)低功耗系統(tǒng)的測(cè)試時(shí)更為嚴(yán)重，需要使用具有更低噪聲干擾的信號(hào)源與模擬電路設(shè)計(jì)。而VNA方案采用單頻正弦波激勵(lì)，在整個(gè)測(cè)試帶寬內(nèi)的測(cè)試信號(hào)功率變化幾乎可以維持不變；而在接收采樣電路中還引入中頻濾波器，以濾除其他頻段的噪聲干擾，接收信號(hào)信噪比明顯提高。




中頻濾波器的引入可有效地提升信噪比，但它也降低了測(cè)量速率，導(dǎo)致VNA在單個(gè)頻率測(cè)量時(shí)間延長(zhǎng)。示波器方案具有更短的測(cè)量時(shí)間，因此可利用多次測(cè)量取平均的方法排除噪聲對(duì)測(cè)量的干擾。


為了分析在相同測(cè)量時(shí)間內(nèi)兩方案可達(dá)到的動(dòng)態(tài)范圍，可做簡(jiǎn)略的定量分析。若示波器方案采用物理采樣頻率f_ps的采樣電路進(jìn)行等效采樣率為f_es的等效時(shí)間采樣，在信號(hào)時(shí)間長(zhǎng)度為T(mén)的情形下，采樣點(diǎn)數(shù)量M為



測(cè)量時(shí)間T_S0為：



而VNA方案的單個(gè)測(cè)量點(diǎn)測(cè)量時(shí)間反比于中頻濾波器帶寬f_BW，因此VNA方案的總測(cè)量時(shí)間T_S1為：



因此在VNA測(cè)量時(shí)間內(nèi)，示波器可進(jìn)行重復(fù)測(cè)量，噪聲衰減倍率N₀與重復(fù)測(cè)量測(cè)試成正比：



假定測(cè)試信號(hào)中存在帶寬為f_n的白噪聲，中頻濾波器可將噪聲功率衰減倍率N₁為：



由于動(dòng)態(tài)范圍與噪聲衰減成正比，那么在相同測(cè)量時(shí)間內(nèi)，VNA方案較示波器方案所得的動(dòng)態(tài)范圍擴(kuò)大倍率為：



在實(shí)際測(cè)量中，噪聲帶寬f_n等于采樣示波器的截止頻率f_c，而后者遠(yuǎn)高于物理采樣頻率f_ps；VNA方案的動(dòng)態(tài)范圍要明顯高于采樣示波器方案。

三、VNA方案更易于實(shí)現(xiàn)

第三，對(duì)多條傳輸線(xiàn)時(shí)序測(cè)試時(shí)，示波器方案需要嚴(yán)格時(shí)序同步的激勵(lì)信號(hào)，激勵(lì)信號(hào)波動(dòng)直接影響測(cè)試精度，在高頻段測(cè)量時(shí)實(shí)現(xiàn)難度很大；而VNA方案采用矢量比測(cè)量方法消除了激勵(lì)信號(hào)波動(dòng)對(duì)各傳輸線(xiàn)性能測(cè)試的影響，易于實(shí)現(xiàn)。




四、VNA方案可以減少信號(hào)間干擾

第四，對(duì)上電工作狀態(tài)下的DUT進(jìn)行測(cè)量時(shí)，VNA方案可通過(guò)調(diào)整頻率掃描點(diǎn)避開(kāi)DUT內(nèi)部信號(hào)頻率，實(shí)現(xiàn)測(cè)試信號(hào)與DUT內(nèi)部信號(hào)的互不干擾。而示波器方案難以排除DUT內(nèi)部信號(hào)干擾，無(wú)法進(jìn)行上電DUT測(cè)試。






(a) 存在DUT上電干擾時(shí)無(wú)法正常進(jìn)行阻抗測(cè)量



(b) 調(diào)整頻率掃描規(guī)避上電干擾信號(hào)

圖3-1 Hot TDR功能效果示意圖

五、VNA方案更便于分析

第五，VNA方案有利于將頻域測(cè)試與時(shí)域測(cè)試相結(jié)合，有利于分析與仿真頻域補(bǔ)償方案對(duì)DUT傳輸性能的影響，例如在接收端引入均衡濾波器等。
















3

工程應(yīng)用實(shí)例

本部分將介紹基于VNA的TDR方案在實(shí)際研發(fā)測(cè)試中的兩種典型應(yīng)用場(chǎng)景：印刷電路板布線(xiàn)故障分析與高速數(shù)字信號(hào)傳輸性能分析。

1、 印刷電路板布線(xiàn)故障分析

印刷電路板(PCB)上布線(xiàn)故障分析是TDR的最常見(jiàn)的應(yīng)用場(chǎng)景，基于VNA的TDR方案可結(jié)合頻域測(cè)試的優(yōu)勢(shì)提供相同的測(cè)試功能。

準(zhǔn)備工作

在進(jìn)行實(shí)際測(cè)量之前，需要對(duì)VNA進(jìn)行校準(zhǔn)，以便在后續(xù)測(cè)量結(jié)果中排除測(cè)試系統(tǒng)誤差。為獲得最高的測(cè)量精度，使用標(biāo)準(zhǔn)校準(zhǔn)件對(duì)VNA測(cè)試端口進(jìn)行OSL校準(zhǔn)。



圖4-1 VNA校準(zhǔn)

若被測(cè)傳輸線(xiàn)具有與VNA系統(tǒng)阻抗不同的特征阻抗值，應(yīng)當(dāng)在進(jìn)行實(shí)際測(cè)試前將VNA測(cè)試端口阻抗設(shè)置為傳輸線(xiàn)特征阻抗值。




TDR進(jìn)行故障定位的基本原理是通過(guò)反射信號(hào)相對(duì)于激勵(lì)的延時(shí)計(jì)算反射點(diǎn)所在的位置，但電磁波的傳播速率因介質(zhì)而異，因此為方便地讀取DUT上各故障點(diǎn)所在的位置，可進(jìn)行實(shí)際測(cè)試前設(shè)置DUT中介質(zhì)介電常數(shù)或傳播常數(shù)(計(jì)算時(shí)默認(rèn)磁導(dǎo)率為1.0)。



圖4-2 VNA-TDR參數(shù)配置

在射頻及以上頻段，為將PCB上的測(cè)試電路引入測(cè)試通路中，須借助PCB上的射頻測(cè)試端口或射頻探針。但PCB設(shè)計(jì)所提供的射頻測(cè)試點(diǎn)并不總是能夠?qū)崿F(xiàn)將待測(cè)試的部分直接引入，有時(shí)不得不將待測(cè)試電路兩端的其他電路一并作為DUT進(jìn)行測(cè)試；而射頻探針本身也將影響測(cè)試結(jié)果。TDR需要使用夾具去嵌入方法對(duì)測(cè)試結(jié)果進(jìn)行校正，VNA方案給出的夾具去嵌入方案基于S參數(shù)矩陣的夾具網(wǎng)絡(luò)特性描述，只需仿真方法獲得射頻測(cè)試點(diǎn)至待測(cè)電路之間的網(wǎng)絡(luò)S參數(shù)矩陣或直接導(dǎo)入射頻探針生產(chǎn)商給出的SNP文件即可從測(cè)試結(jié)果中去除夾具網(wǎng)絡(luò)的影響。



圖4-3 使用VNA-TDR進(jìn)行PCB測(cè)試



圖4-4 PCB測(cè)試夾具網(wǎng)絡(luò)去嵌入

為方便地獲得DUT各點(diǎn)處的阻抗值，使用低通階躍模式進(jìn)行測(cè)試；將時(shí)域響應(yīng)以阻抗格式顯示，橫軸時(shí)間代表反射波達(dá)到校準(zhǔn)參考面(夾具靠近DUT的端口)所需時(shí)間，可用于定位跡線(xiàn)上各點(diǎn)對(duì)應(yīng)的傳輸線(xiàn)位置。利用光標(biāo)可讀出傳輸線(xiàn)上各處對(duì)應(yīng)的特征阻抗值，通過(guò)分析阻抗隨時(shí)間軸的變化可分析傳輸線(xiàn)上的故障類(lèi)型。

若DUT的阻抗分布如下圖所示，可觀(guān)察到圖中存在多個(gè)阻抗失配點(diǎn)。由于前面的失配點(diǎn)處部分測(cè)試信號(hào)被反射，將導(dǎo)致到達(dá)后續(xù)失配點(diǎn)的測(cè)試信號(hào)偏小，從而影響對(duì)后續(xù)失配點(diǎn)反射系數(shù)的計(jì)算精度；這被稱(chēng)作多重失配的掩蔽現(xiàn)象。如果測(cè)試信號(hào)在DUT傳輸過(guò)程中無(wú)損耗的傳輸，那么可根據(jù)之前時(shí)刻接收到的反射信號(hào)推算到達(dá)DUT后續(xù)部分的實(shí)際入射信號(hào)，從而解決上述問(wèn)題；但如果測(cè)試信號(hào)在DUT傳輸過(guò)程中存在較大的損耗或旁路泄漏，使用此法不可獲得真實(shí)入射信號(hào)值，反而可能引起更大的精度問(wèn)題。



(a) 未啟用掩蔽補(bǔ)償



(b) 啟用掩蔽補(bǔ)償

圖4-5 掩蔽補(bǔ)償功能效果

上圖為某存在兩段阻抗失配的傳輸線(xiàn)TDR測(cè)試結(jié)果。在未啟用掩蔽補(bǔ)償時(shí)，可觀(guān)察到在光標(biāo)標(biāo)識(shí)的位置存在阻抗失配現(xiàn)象；但時(shí)域上在第一個(gè)阻抗失配點(diǎn)(由光標(biāo)1標(biāo)識(shí))之后的入射波電壓下降，導(dǎo)致根據(jù)后續(xù)的反射波電壓計(jì)算的后續(xù)失配點(diǎn)阻抗(由光標(biāo)2標(biāo)識(shí))存在誤差。此外，后續(xù)反射波在多個(gè)失配點(diǎn)處多次反射，導(dǎo)致反射波部分功率延后到達(dá)測(cè)試端口，因此可觀(guān)察到在每一段失配后存在錯(cuò)誤的失配鏡像(由紅色方框標(biāo)識(shí))。

在啟用多重失配掩蔽補(bǔ)償功能后，可消除因掩蔽現(xiàn)象導(dǎo)致的誤差；使用光標(biāo)讀出各段的阻抗值及所在位置，并根據(jù)阻抗變化情況判斷故障類(lèi)型。在上圖中可讀出在距離校準(zhǔn)參考面(或夾具端口)后約300mm及650mm處分別存在阻抗約為20、75Ω的失配段。

在進(jìn)行實(shí)際系統(tǒng)設(shè)計(jì)修正之前，可利用TDR的時(shí)域門(mén)控功能對(duì)時(shí)域響應(yīng)進(jìn)行帶阻濾波，以模擬某一部分故障排除后的系統(tǒng)頻域響應(yīng)；或?qū)r(shí)域響應(yīng)進(jìn)行帶通濾波，分析某一故障對(duì)系統(tǒng)頻域響應(yīng)的影響。TDR時(shí)域門(mén)控的基本原理是在時(shí)域上進(jìn)行濾波，然后再將其變換到頻域；而VNA方案中可直接在頻域上與濾波器進(jìn)行卷積實(shí)現(xiàn)時(shí)域門(mén)控效果。

由于濾波器通帶紋波、截止速率與旁瓣電平對(duì)時(shí)域門(mén)控效果存在一定影響，因此才使用窗函數(shù)法進(jìn)行濾波器設(shè)計(jì)時(shí)，可對(duì)窗函數(shù)參數(shù)進(jìn)行適當(dāng)配置，以獲得理想的門(mén)控效果。

此外，由于在時(shí)域?yàn)V波前的時(shí)域響應(yīng)受到多重失配掩蔽現(xiàn)象的影響，時(shí)域門(mén)控并不能*得到理想的頻域響應(yīng)。例如，在保留時(shí)間軸左側(cè)較嚴(yán)重的失配點(diǎn)，并對(duì)后續(xù)的失配點(diǎn)時(shí)域位置進(jìn)行帶阻濾波時(shí)；由于后續(xù)失配點(diǎn)處的時(shí)域響應(yīng)受到掩蔽現(xiàn)象的影響，故所得的頻域響應(yīng)與理想值相比可能存在較大偏差。

為展示時(shí)域門(mén)控功能在測(cè)試中的應(yīng)用，現(xiàn)將對(duì)某傳輸線(xiàn)上添加兩個(gè)旁路電容，對(duì)其進(jìn)行TDR測(cè)量所得結(jié)果如下圖(a), (b)所示。為獲得第一個(gè)旁路電容對(duì)傳輸線(xiàn)頻率響應(yīng)的影響，或者模擬消除第二個(gè)旁路電容影響后的系統(tǒng)響應(yīng)，對(duì)第二個(gè)失配點(diǎn)(光標(biāo)2標(biāo)識(shí)處)執(zhí)行時(shí)域帶阻選通，所得頻率響應(yīng)如下圖(c)所示。



(a) 啟用門(mén)控前的時(shí)域響應(yīng)



(b) 啟用門(mén)控前的頻率響應(yīng)



(c) 啟用門(mén)控后的頻率響應(yīng)

圖4-6 時(shí)域門(mén)控功能效果

2、 高速數(shù)字信號(hào)傳輸性能分析

利用TDR的時(shí)域傳輸測(cè)量功能可對(duì)數(shù)字信號(hào)傳輸系統(tǒng)性能進(jìn)行測(cè)試與分析，同樣是TDR的重要應(yīng)用場(chǎng)景。在高速數(shù)字信號(hào)傳輸系統(tǒng)測(cè)試領(lǐng)域，基于VNA的TDR方案通過(guò)傳輸S參數(shù)測(cè)量更容易在高頻段實(shí)現(xiàn)此功能。

在進(jìn)行實(shí)際測(cè)量之前，同樣需要對(duì)VNA進(jìn)行校準(zhǔn)，根據(jù)傳輸系統(tǒng)輸入阻抗、輸出阻抗調(diào)整VNA測(cè)試端口阻抗。如有必要使用夾具實(shí)現(xiàn)DUT連接，應(yīng)當(dāng)對(duì)每個(gè)測(cè)試端口執(zhí)行夾具去嵌入。如需分析傳輸系統(tǒng)物理長(zhǎng)度，可配置傳輸系統(tǒng)內(nèi)介質(zhì)介電常數(shù)或傳播常數(shù)。

為獲得最高的測(cè)量精度，使用標(biāo)準(zhǔn)校準(zhǔn)件對(duì)VNA測(cè)試端口進(jìn)行SOLT或SOLR校準(zhǔn)(全二端口校準(zhǔn))。



圖4-7 使用VNA-TDR進(jìn)行信號(hào)傳輸性能測(cè)試

為分析數(shù)字信號(hào)傳輸性能，采用低通階躍模式進(jìn)行測(cè)試；將時(shí)域響應(yīng)以電壓或傳輸系數(shù)格式顯示，跡線(xiàn)顯示達(dá)到接收測(cè)試端口(夾具靠近DUT的端口)的時(shí)域信號(hào)。利用光標(biāo)可讀出信號(hào)傳輸延時(shí)及傳輸系統(tǒng)的物理長(zhǎng)度(若介質(zhì)介電常數(shù)或傳播常數(shù)被正確地配置)。

分析高速數(shù)字信號(hào)傳輸性能時(shí)，信號(hào)傳輸畸變是重要的測(cè)試內(nèi)容。在基于VNA的TDR方案中，通過(guò)調(diào)整時(shí)域變換時(shí)應(yīng)用的窗函數(shù)參數(shù)可模擬DUT對(duì)不同上升時(shí)間階躍激勵(lì)的響應(yīng)，以實(shí)現(xiàn)對(duì)DUT在實(shí)際工作條件下性能的測(cè)試。

為探究DUT傳輸性能導(dǎo)致的信號(hào)畸變，可使用游標(biāo)搜索中的上升時(shí)間搜索功能獲取傳輸端接收到的時(shí)域信號(hào)上升時(shí)間，結(jié)合激勵(lì)信號(hào)上升時(shí)間對(duì)信號(hào)畸變程度進(jìn)行初步估計(jì)，并預(yù)估DUT對(duì)傳輸信號(hào)抖動(dòng)(jitter)最高容限以及特定碼率下碼間串?dāng)_的嚴(yán)重程度。

下圖為使用基于VNA的TDR功能對(duì)某傳輸線(xiàn)的測(cè)試結(jié)果，激勵(lì)階躍信號(hào)上升時(shí)間為120ps。從測(cè)試結(jié)果可觀(guān)察到由于傳輸系統(tǒng)的高頻衰減較大，傳輸信號(hào)的上升時(shí)間明顯變長(zhǎng)；當(dāng)傳輸數(shù)字信號(hào)比特率高于傳輸信號(hào)上升時(shí)間的倒數(shù)，將產(chǎn)生嚴(yán)重的碼間串?dāng)_問(wèn)題。此外，在時(shí)域測(cè)量結(jié)果中還能觀(guān)察到明顯的上升沿畸變現(xiàn)象，可用于初步估計(jì)信號(hào)傳輸質(zhì)量。



(a) 時(shí)域測(cè)量結(jié)果



(b) 頻域測(cè)量結(jié)果

圖4-8 VNA-TDR傳輸測(cè)量結(jié)果

若測(cè)試所得的傳輸系統(tǒng)性能不能達(dá)到設(shè)計(jì)要求，為減少設(shè)計(jì)與測(cè)試成本，通常考慮在不重新進(jìn)行系統(tǒng)設(shè)計(jì)的前提下，對(duì)原系統(tǒng)輸入或輸出端級(jí)聯(lián)一個(gè)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，以改善其傳輸效果。對(duì)于高速數(shù)字信號(hào)傳輸系統(tǒng)而言，傳輸信號(hào)發(fā)生畸變的主要原因在于信號(hào)高頻分量的衰減強(qiáng)于低頻分量；在此情形下，對(duì)高頻分量進(jìn)行增益補(bǔ)償是在頻域上改善其性能的常用方法。在輸入端，可采用預(yù)加重技術(shù)預(yù)先放大輸入數(shù)字信號(hào)高頻分量；在輸出端，可級(jí)聯(lián)一個(gè)高通濾波器實(shí)現(xiàn)信號(hào)各頻率分量的增益均衡。

基于VNA的TDR方案很容易實(shí)現(xiàn)預(yù)加重與增益均衡濾波這樣的頻域補(bǔ)償仿真，只需給出主要技術(shù)參數(shù)即可通過(guò)仿真分析不同補(bǔ)償策略下的系統(tǒng)修正效果。

信號(hào)完整性分析也是高速數(shù)字傳輸系統(tǒng)測(cè)試的重要內(nèi)容之一。利用基于VNA的TDR方案同樣的原理，將DUT頻域響應(yīng)變換到時(shí)域，得到DUT的單位沖激響應(yīng)；計(jì)算DUT在任意輸入下的零狀態(tài)響應(yīng)，從而繪制在指符號(hào)率、指碼型的輸入情形下的眼圖。利用眼圖可更直觀(guān)地分析信號(hào)傳輸中的噪聲、抖動(dòng)、碼間串?dāng)_等問(wèn)題。



圖4-9 VNA-TDR增益均衡仿真配置



圖4-10 VNA-TDR方案的擴(kuò)展——眼圖測(cè)試













4

總結(jié)










我們介紹了基于VNA的TDR方案的實(shí)現(xiàn)原理，并與基于示波器的TDR傳統(tǒng)方案進(jìn)行對(duì)比。顯然，VNA方案在高速率、低功耗數(shù)字信號(hào)系統(tǒng)測(cè)試中具有明顯優(yōu)勢(shì)，能夠提供更大的動(dòng)態(tài)范圍、更高的激勵(lì)信號(hào)與測(cè)試穩(wěn)定性。VNA-TDR可充分發(fā)揮頻域與時(shí)域測(cè)量相結(jié)合的優(yōu)勢(shì)，提供更多便利的分析功能，為相關(guān)領(lǐng)域研發(fā)與測(cè)試工作提供有力幫助。




文章來(lái)源-“鼎陽(yáng)硬件設(shè)計(jì)與測(cè)試智庫(kù)"微信號(hào)